Wzmacniacz lampowy Concertino (część 2)


Fotografie i opis  -  Marcin Sławicz, slawicz@echostar.pl, strona www: ms audio diy


Montaż wzmacniacza

     Dla celów montażu zbudowałem z elementów drewnianych specjalne łoże, na którym pewnie spoczywa chassis, i które później umożliwi mi uruchamianie wzmacniacza w pozycji "do góry nogami".

     W pierwszej kolejności zamontowałem we wnętrzu obudowy stalowy kątownik dla dodatkowego usztywnienia konstrukcji. W jego sąsiedztwie bowiem obudowa musi udźwignąć około 8kg ciężaru, na jaki składają się dwa dławiki i trzy transformatory toroidalne.

     Następnie zamontowałem wszystkie elementy zewnętrzne (podstawki lamp, gniazda i przełączniki) oraz dławiki filtrów zasilania. Na powyższym zdjęciu widać także większość łączówek lutowniczych umożliwiających wygodny montaż przestrzenny elementów elektronicznych. Łączówki wraz z tulejkami dystansowymi zostały przyklejone do obudowy klejem epoksydowym.

Po zamontowaniu transformatorów wzmacniacz waży prawie 10kg. Przesuwanie, podnoszenie, czy odwracanie tak ciężkiej konstrukcji stało się od tego momentu całkiem trudnym zadaniem.
"Upchanie" licznych wyprowadzeń transformatorów to pierwsze poważne zadanie montażowe. Miejsca wcale nie jest zbyt wiele i nie obyło się bez znacznego skrócenia wyprowadzeń.
Diody 6D22S już na swoim miejscu. Przewody prowadzące do kapturków katod ukryte zostały w wygiętych aluminiowych rurkach.
Zasilacz zmontowany i gotowy do testów. W środku widać przeciwległe końce aluminiowych rurek pokazanych na poprzednim zdjęciu. Nieco na lewo (przy dławiku) znajduje się kilka piórek lutowniczych. To centralny punkt masy wzmacniacza - stąd będzie rozprowadzana masa do dalszych układów. Na tym etapie zostały także poprowadzone obwody żarzenia dla wszystkich lamp.
Tymczasowe obciążenie zasilacza stanowiło 5 trzydziestowatowych rezystorów o łącznym oporze 1800Ω. W czasie testu powinno wydzielić się na nich ponad 100W mocy.
Pierwsze włączenie zasilania obyło się na szczęście bez niechcianych efektów pirotechnicznych.

Zgodnie z oczekiwaniami, zastosowanie diod 6D22S zapewnia długi i łagodny start zasilacza. Pierwsze wolty na obciążeniu pojawiają się po około 15 sekundach od włączenia układu. Następnie napięcie łagodnie narasta, aby po około 35 sekundach osiągnąć wartość docelową.

Dwa dławiki i dwa pokaźnych rozmiarów kondensatory, każdy o pojemności 500µF, stanowią bardzo efektywny główny filtr zasilania. W warunkach testu na wejściu filtru mierzone jest napięcie stałe 462V przy tętnieniach 26Vrms. Na wyjściu filtru, przy napięciu stałym 439V, tętnienia sieci spadają do poziomu mniejszego od 0,5mVrms. Są to wartości w pełni zgodne z wynikami symulacji wykonanej za pomocą programu PSU Designer II.

Po uruchomieniu zasilacza przyszła pora na montaż stopnia mocy. Do zamontowania było niewiele elementów, za to niektóre z nich posiadają spore gabaryty, jak kondensatory blokujące 0,47µF, pięciowatowe rezystory obwodów katody i potencjometr drutowy 100Ω (w górnej części fotografii). 
Uruchomienie stopnia mocy przebiegło bez żadnych problemów. Po kilkunastu sekundach od włączenia zasilania napięcie anodowe powoli narasta (lampy mocy są już wtedy rozgrzane i obciążają zasilacz) i stabilizuje się po około 40 sekundach. Ze względu na niepełne obciążenie zasilacza (brak pierwszych stopni wzmacniacza) napięcie anodowe jest nieco zbyt wysokie (docelowo ma wynosić około 430V).

Wartość rezystora R56 dobiera się dla uzyskania odpowiedniego prądu spoczynkowego lamp mocy. Odpowiednie okazały się dwa połączone równolegle rezystory 470Ω (prąd katody każdej lampy około 57mA).

Potencjometr drutowy R5 pozwala skutecznie wyrównać prąd spoczynkowy obu lamp mocy (równy potencjał katod obu lamp).

Po dołączeniu głośnika dało się usłyszeć niewielki przydźwięk sieciowy. Pomiar sygnału na wyjściu wzmacniacza dał wartość 0,8mVrms przy częstotliwości podstawowej 100Hz. Na zdjęciu zamieszczonym po prawej widoczny jest przebieg na wyjściu transformatora.

Dalsze testy potwierdziły, że przyczyna przydźwięku nie leży w układzie elementów wzmacniacza. Zmiana konfiguracji obwodów żarzenia (w tym różne sposoby symetryzacji obwodu) oraz zmiana sposobu prowadzenia mas nie wpływały na poziom zakłóceń na wyjściu.

Po wymontowaniu lamp mocy i uruchomieniu wzmacniacza ze sztucznym obciążeniem okazało się, że sygnał na wyjściu nadal się indukuje (wartość skuteczna zmalała do 0,5mV). To jednoznacznie wskazuje na sprzężenie magnetyczne pomiędzy transformatorami wyjściowymi i transformatorem sieciowym. Umieszczenie zwykłej przegrody z blachy stalowej między transformatorami wyraźnie obniżało przydźwięk sieciowy. Również zmiana wzajemnego położenia transformatorów znacznie zmniejszała przydźwięk, jednak docelowo wolałbym uniknąć tej metody eliminacji zakłóceń.

Rozwiązaniem problemu będzie  zastosowanie ekranowania magnetycznego transformatorów (prawdopodobne obniżenie przydźwięku o około 10dB) i zastosowanie globalnego ujemnego sprzężenia zwrotnego (obniżenie przydźwięku o kilkanaście dB). Wówczas poziom przydźwięku nie powinien być problemem nawet przy stosowaniu zespołów głośnikowych o dużej efektywności.

W trzecim etapie został zmontowany stopień sterujący. Na zdjęciu widać zaledwie kilka rezystorów i kondensatorów tworzących ten stopień. Po lewej stronie widać także filtr zasilania tego stopnia (rezystor 4,7kΩ i kondensator 56µF).

Uruchomienie stopnia nie przyniosło żadnych niespodzianek.

Jak widać na załączonym rysunku napięcie zasilania stopnia jest na razie nieco większe od nominalnego (350...360V) z powodu braku obciążenia filtru RC stopniem napięciowym (jeszcze nie zmontowanym). Stąd też prąd spoczynkowy stopnia sterującego jest nieco większy, niż zakładany, co jednak nie wpływa na prawidłowe działanie układu.

Prąd spoczynkowy i napięcie anodowe obu gałęzi nie są jednakowe ze względu na rozbieżność parametrów obu triod. Ponieważ jest to konfiguracja wzmacniacza różnicowego, nie ma możliwości wyrównania tych prądów bez naruszania symetrii dla składowej zmiennej.

Działanie stopnia dla sygnału zmiennego jest prawidłowe (doskonała symetria). Zmierzone wzmocnienie napięciowe wynosi 17 (nieco więcej, niż wykazały wcześniejsze oszacowania).

W ostatnim etapie został zmontowany i uruchomiony stopień napięciowy i rozdzielacz fazy. U góry zdjęcia widać potencjometr regulacji prądu spoczynkowego pierwszej triody (dla uzyskania napięcia anodowego wynoszącego dokładnie połowę wartości napięcia zasilania pierwszego stopnia).

Na rysunku zostały zaznaczone napięcia i prądy w poszczególnych miejscach układu. Elementy kompensujące charakterystykę amplitudowo-fazową (C3 i R13) zostaną dobrane dopiero po zamknięciu pętli ujemnego sprzężenia zwrotnego.

Działanie układu dla składowej zmiennej jest prawidłowe. Zmierzone wzmocnienie napięciowe pierwszego stopnia wynosi 9,78, a rozdzielacza fazy 0,87 (w każdej gałęzi). Ze względu na bardzo dobre filtrowanie napięcia zasilania (tętnienia sieci niemierzalne) trudno jest zaobserwować i zmierzyć pożądane działanie wzmacniacza Aikido (zasady działania zamieszczona na stronie "Stopień wejściowy"). Być może obwód zostanie później uproszczony do postaci występującej w tradycyjnym układzie Williamsona (potrzebne będą testy porównawcze).

     Cały układ badany w otwartej pętli generuje na wyjściu niewielki szum i przydźwięk sieciowy na poziomie 1,25Vrms (słyszalny w głośniku z odległości około 30cm). Oba rodzaje zakłóceń zostaną zmniejszone przez zastosowanie globalnego sprzężenia zwrotnego. Warto zauważyć, że przydźwięk sieciowy pozostał na poziomie mierzonym zaraz po uruchomieniu stopnia mocy. Wskazuje to na brak dodatkowych źródeł przydźwięku w stopniu wejściowym i sterującym.
     Na poniższym rysunku zaznaczone zostały wartości napięcia sygnału testowego w różnych miejscach układu (kolor zielony), wartości wzmocnienia poszczególnych stopni (kolor niebieski) i wartości napięć zasilających poszczególne stopnie (kolor czerwony). Wzmocnienie wzmacniacza w otwartej pętli wynosi 92,5.

 

Uruchomienie układu

     Często przyjmuje się, że dla układów ultraliniowych wystarczające jest objęcie wzmacniacza pętlą globalnego sprzężenia zwrotnego o głębokości kilkunastu dB. Warto pamiętać, że realizowany układ posiada szereg lokalnych sprzężeń zwrotnych (w stopniu wejściowym, rozdzielaczu fazy i w obwodzie siatki ekranującej stopnia mocy), dających redukcję zniekształceń sygnału nawet bez stosowania globalnego sprzężenia zwrotnego. Sprzężenie globalne potrzebne jest jednak choćby dla obniżenia impedancji wyjściowej wzmacniacza.

Na tym etapie założyłem globalne sprzężenie zwrotne o głębokości 16dB, co przy wzmocnieniu w otwartej pętli równym 92,5 zapewni pełne wysterowanie wzmacniacza po podaniu sygnału wejściowego o amplitudzie około 1,35V. Przy rezystancji w obwodzie katody pierwszego stopnia wynoszącej około 600Ω, potrzebny będzie rezystor sprzężenia zwrotnego o wartości 10kΩ. Dołączone zostały również elementy kompensacji częstotliwościowej, których docelowe wartości zostaną dobrane w późniejszym etapie uruchamiania wzmacniacza.
Po podłączeniu pętli sprzężenia zwrotnego nie stwierdziłem oscylacji w paśmie akustycznym lub ponadakustycznym. Szum i przydźwięk sieci zmalały do ledwo słyszalnego poziomu, którego jednak nie dało się zmierzyć. Okazało się, że wzmacniacz jest niestabilny poniżej pasma akustycznego. Poziom na wyjściu falował nieregularnie w zakresie około 200mV z częstotliwością szczytów 1÷2Hz. Falowanie to nie wykazywało wpływu na zdolność przenoszenia sygnału akustycznego, i zarazem wysterowanie wzmacniacza sygnałem nie wpływało na zmianę amplitudy lub częstotliwości falowania. Przed dalszymi pomiarami należało zlikwidować przyczynę tej niestabilności.

     Dolna częstotliwość graniczna transformatora zmierzona w układzie przy mocy wyjściowej 1W wynosi około 5Hz (w czasie testów poniżej częstotliwości 6Hz przebieg wyjściowy miał już widoczne zniekształcenia wynikające z nasycenia rdzenia transformatora). Jest to biegun dominujący układu. Kolejne trzy bieguny układu pochodzą od elementów RC sprzęgających stopnie wzmacniacza i leżą w okolicy 1,5Hz. W okolicy 1Hz różnica fazy między wyjściem i wejściem wzmacniacza osiąga 180 stopni przy ciągle dużym wzmocnieniu w otwartej pętli. To powoduje nieregularne oscylacje układu w okolicy częstotliwości 1Hz.

     Rozwiązaniem problemu będzie wzajemne rozsunięcie biegunów i zmniejszenie wzmocnienia w otwartej pętli dla częstotliwości mniejszych od 16Hz. Wykonałem następujące modyfikacje układu:

1. Zmiana wartości elementów sprzęgających stopień sterujący i mocy (R42=R43=220kΩ, C17=C18=0,047 mF). Ustala to nowy biegun dominujący dla częstotliwości 16Hz.
2. Dołożenie do układu wejściowego kondensatora o wartości 10mF. Pozwala to na sprawne działanie układu Aikido dla częstotliwości mniejszych od 1Hz (częstotliwość graniczna 0,016Hz) i czyni biegun tego stopnia nieistotnym.
3. Zmiana kondensatora C25 w filtrze zasilania pierwszego stopnia z 22mF na 100mF. Redukuje to wolnozmienne pływanie zasilania w okolicy 1Hz (nowa częstotliwość graniczna filtru 0,16Hz).

     Zasadnicze znaczenie dla zapewnienia stabilności układu ma zmiana nr 1. Zmniejszenie stałej czasowej elementów RC sprzęgających stopień wyjściowy ma również inne pożądane działanie – szybsze wychodzenie wzmacniacza ze stanu przesterowania (gdy napięcie na siatce sterującej chwilami przekracza potencjał katody i kondensator C17, naładowany chwilowym prądem siatki, musi się następnie rozładować przez rezystor R42).

     W wielu seryjnych wzmacniaczach lampowych częstotliwość graniczna ostatniego członu RC ustawiana była dość wysoko: 7Hz (Altec Lensing, Audio Innovations, Heathkit, Jolida) lub 16Hz (Eico, Grommes). Zapewniało to wystarczającą stabilność w zakresie niskich częstotliwości  dla układów z dwoma lub większą liczbą pojemnościowych stopni sprzęgających. Z kolei wiele publikowanych w Internecie układów Williamsona (w tym znany schemat z Elektroniki Praktycznej) na pewno nie zapewnia wystarczającej stabilności poniżej pasma akustycznego (przynajmniej jeśli zastosowany transformator wyjściowy ma cokolwiek gorsze parametry od stosowanego pierwowzoru firmy Partridge).

     Na powyższym rysunku przedstawiona jest charakterystyka amplitudowa i fazowa wzmacniacza Concertino w otwartej pętli (dla częstotliwości < 30Hz). Przy zastosowaniu globalnego sprzężenia zwrotnego o głębokości 16dB otrzymałem około 45° marginesu fazy i 8dB marginesu wzmocnienia.

     Po ustabilizowaniu układu wreszcie mogłem zmierzyć poziom zakłóceń na wyjściu wzmacniacza. Miernik pokazał około 0,2mVrms. Po wykonaniu prowizorycznego ekranowania transformatora głośnikowego poziom zakłóceń spadał do wartości 0,1mV. Przydźwięk sieciowy praktycznie był niesłyszalny nawet z uchem przyłożonym bezpośrednio do głośnika

 

Nastąpił właściwy moment dla rozstrzygnięcia, czy układ wejściowy Aikido ma praktyczną przewagę na typowym stopniem wejściowym Williamsona. Dla zmniejszenia błędów pomiary wykonywałem jednocześnie (w jednym kanale obwód Aikido, w drugim Williamsona, zamieniając kanały w czasie trwania testów).

We wszystkich testach układ Aikido wykazał swoją wyższość dając wynik pomiaru z zakresu 0,15÷0,22mV, podczas gdy układ Williamsona z zakresu 0,24÷0,50mV (wynik był zawsze o 2÷8dB gorszy od uzyskiwanego w sąsiednim kanale).

Przy zastosowaniu prowizorycznego ekranowania transformatora wartość zakłóceń spadała do około 0,115mV dla układu Aikido i 0,175mV dla układu Williamsona. Różnice te jednoznacznie rozstrzygają o sensowności stosowania układu Aikido.

 

     Wzmacniacz w układzie Williamsona zapewne wymagał będzie również odpowiedniej kompensacji w zakresie wysokich częstotliwości. Częstotliwość graniczną stosowanego przeze mnie transformatora głośnikowego szacuję na około 70kHz. Stanowi to najniższy biegun umiejscowiony powyżej pasma akustycznego. Kolejne bieguny pochodzą od „górnej” połówki stopnia sterującego (110kHz), stopnia wejściowego (800kHz), stopnia mocy (1,5MHz) i „dolnej” połówki stopnia sterującego (2MHz). Przy odpowiedniej kompensacji trzy ostatnie nie powinny mieć znaczenia dla stabilności układu.

     Bez elementów kompensujących można spodziewać się wzmocnienia pętli A*b równego 1 gdzieś w okolicy częstotliwości 200kHz i przy przesunięciu fazowym około 150°. Powinno to zapewnić stabilność wzmacniacza z dołączonym obciążeniem rezystorowym i być może także bez dołączonego obciążenia (wtedy rolę obciążenia dla wysokich częstotliwości pełni dołączony do wyjścia układ Zobela).

     Testy wykazały faktyczną stabilność wzmacniacza z obciążeniem rezystorowym i względną stabilność bez dołączonego obciążenia (wzmacniacz oscylował przy wysterowaniu sygnałem)

Jednak docelowe obciążenie (zespół głośnikowy ze zwrotnicą elektryczną na wejściu) będzie wymagało znacznie większego marginesu stabilności. Dołączenie głośnika do wyjścia wzmacniacza spowodowało powstanie oscylacji o częstotliwości niespełna 200kHz. Równie niepokojący efekt powstał po dołączeniu obciążenia w postaci kondensatora 0,22mF – czternastomilisekundowe paczki oscylacji o częstotliwości 185kHz z dziewięciomilisekundową przerwą między paczkami. Wzmacniacz niewątpliwie wymaga zastosowania kompensacji częstotliwości dla uzyskania stabilności niezależnie od rodzaju dołączonego obciążenia.

Elementy R13 i C3 wprowadzają kompensację opóźniającą w zakresie ponadakustycznym. Z wartościami pokazanymi na rysunku obwód tworzy nowy biegun dominujący dla f=23kHz i zero dla f=110kHz. Kolejny biegun leży w punkcie f=70kHz, dla którego wzmocnienie w otwartej pętli spada do około 20 (26dB), a przesunięcie fazowe wynosi około 120°. Trzeci biegun, przypadający dla f=110kHz, jest niwelowany przez zero pochodzące od układu kompensacji. W ten sposób spadek charakterystyki zachowuje stromość 12 dB/okt aż do czwartego bieguna, leżącego w okolicy f=800kHz.

Nieco powyżej częstotliwości drugiego bieguna (około 90kHz) leży punkt, dla którego wzmocnienie pętli A*b=1. Przesunięcie fazowe w tym punkcie osiąga wartość około 130°.  Margines fazy o wartości 50° powinien zapewnić bezwarunkową stabilność wzmacniacza.

Pokazana na rysunku obok kompensacja przyspieszająca wpływa na funkcję transmitancji b obwodu sprzężenia zwrotnego. Wartość C7=56pF wprowadza do funkcji biegun w f=130kHz i zero w f=11MHz. Kompensacja ta nie jest niezbędna, gdyż wystarczającą stabilność układu zapewniła już kompensacja opóźniająca. Jest jednak wskazana ze względu na „przyspieszenie” działania pętli sprzężenia zwrotnego dla wyższych częstotliwości i ograniczenie przerzutów i oscylacji w odtwarzanych impulsach. Zbyt duża wartość kondensatora może jednak zdestabilizować wzmacniacz

     W praktyce, ponieważ zjawiska zachodzące w układzie są nieco bardziej złożone, wartości elementów kompensacji wzmacniacza powinny być zweryfikowane doświadczalnie dla uzyskania wymaganej stabilności układu. Zastosowałem metodę wielokrotnie opisywaną przez Patricka Turnera na grupie dyskusyjnej rec.audio.tubes.

     W pierwszym kroku, przy założonej wartości kondensatora C7 w obwodzie sprzężenia zwrotnego (obecna wartość 47pF), należy dobrać pojemność C3 obwodu kompensacji opóźniającej. Przy obciążeniu wzmacniacza wyłącznie pojemnością z zakresu 10nF÷4,7mF uzyskuje się w charakterystyce przenoszenia szczyt o częstotliwości zależnej od dołączonego obciążenia. Pojemność C3 musi być na tyle duża, aby szczyt ten nigdy nie przekroczył +6dB w stosunku do poziomu nominalnego (mierzonego dla 1kHz), oraz aby w zakresie akustycznym (f<20kHz) charakterystyka przenoszenia nie odbiegała o więcej niż 1,5dB od nominalnej. Warunki te spełnił kondensator C3 o pojemności 680pF (maksymalny zmierzony szczyt równy +4,77dB przy f=71kHz i dołączonym do wyjścia kondensatorze 1mF). Zastosowanie wartości C3=680 pF powoduje ograniczenie pasma wzmacniacza w otwartej pętli do f=17kHz (wartość zmierzona). Większa pojemność przyczyni się co prawda do jeszcze lepszej stabilności układu, ale zmniejszy działanie sprzężenia zwrotnego tam, gdzie jeszcze jest potrzebne (poniżej 10kHz).

     W drugim kroku dobiera się wartość rezystancji R13 obwodu kompensacji opóźniającej. Należy znaleźć maksymalną wartość rezystancji, przy której wzmacniacz nie oscyluje bez względu na dołączone obciążenie (nominalne rezystancyjne, pojemnościowe, indukcyjne, brak obciążenia). Testy należy przeprowadzić przy braku sygnału oraz wysterowując wzmacniacz sygnałem prostokątnym o różnej amplitudzie. W moim przypadku maksymalna wartość R13 to 4kW.

     Szukając wartości maksymalnej sprawdza się jednocześnie, dla jakiej wartości R13 następuje optymalny kształt przenoszonego przebiegu (minimalny przerzut impulsu, minimalne oscylacje, maksymalne nachylenie zbocza). Ostatecznie postanowiłem zastosować wartość R13=3kW.

Obciążenie 8W; f=4800Hz; 1V/dz; 50us/dz Obciążenie 1mF; f=4800Hz; 1V/dz; 50us/dz

     W ostatnim kroku sprawdza się, dla jakiej wartości kondensatora kompensującego C7 otrzymuje się dobre wytłumienie oscylacji na obwiedni impulsów prostokątnych (tzw. podzwaniania). Należy tu zachować ostrożność, gdyż nadmierne zwiększenie tej pojemności może przyczynić się do utraty stabilności wzmacniacza w określonych warunkach pracy. Jeśli wyspecyfikowana wartość C7 jest znacząco różna od wcześnie założonej, należy jeszcze raz zweryfikować dopuszczalną wartość rezystora R13.

     Wszystko to łatwiej opisać, niż wykonać. Cała procedura jest pracochłonna, ale prowadzi do uzyskania dobrego marginesu stabilności wzmacniacza. Otrzymujemy bezwarunkowo stabilny wzmacniacz, który:

  • nie oscyluje bez podłączonego obciążenia,

  • nie oscyluje z obciążeniem w postaci cewki o dowolnej wartości,

  • nie oscyluje z obciążeniem w postaci kondensatora o dowolnej wartości z zakresu 0,01÷10mF,

  • nie oscyluje z dowolnym z powyższych obciążeń, wysterowany sygnałem prostokątnym,

  • wysterowany sygnałem sinusoidalnym o częstotliwości kilku Hz i amplitudzie wystarczającej do nasycenia transformatora wyjściowego nie wzbudza paczek oscylacji w chwilach nasycania rdzenia transformatora.

     Dobrym testem jest znalezienie maksymalnej wartości sprzężenia zwrotnego, przy której wzmacniacz zachowuje jeszcze stabilność. W moim przypadku rezystor sprzężenia zwrotnego może być zmniejszony aż do wartości 1,6kW bez śladów oscylacji na wyjściu wzmacniacza. Daje to pętlę sprzężenia zwrotnego o głębokości 28,3dB. Można więc przyjąć, że wzmacniacz z obciążeniem rezystorowym posiada wystarczający margines wzmocnienia o wartości 12,4dB.

Kliknięcie na obrazku po prawej otworzy ostateczny schemat wzmacniacza Concertino uwzględniający wszystkie opisane powyżej poprawki.

Bufor przedwzmacniacza

     Bufor przedwzmacniacza pełni dodatkową rolę, nie związaną z właściwym układem wzmacniacza lampowego, i dlatego nie został zamieszczony na głównym schemacie. Zadaniem bufora jest separacja regulowanego wyjścia sygnału przeznaczonego dla zewnętrznego subwoofera od obwodu wejściowego pierwszej lampy wzmacniacza. Jest to jedyny fragment układu zawierający elementy półprzewodnikowe (i choć nie widzę nic złego w ich stosowaniu, zasadniczy układ wzmacniacza pozostaje od nich wolny, by maksymalnie przypominał obwody stosowane pół wieku temu).

     Sygnał ze ślizgacza potencjometru głośności podawany jest na wejście wzmacniacza nieodwracającego, co ze względu na wysoką rezystancję wejścia w takiej konfiguracji (rzędu 1e12W) gwarantuje brak wpływu bufora na sygnał wejściowy wzmacniacza lampowego. Wzmocnienie bufora wynosi około 16dB. Przy sygnale wejściowym o amplitudzie 1,6V (maksymalny sygnał nie powodujący przesterowania wzmacniacza lampowego) otrzymujemy na wyjściu bufora sygnał o amplitudzie 10,3 V, a więc mieszczący się w zakresie pracy wzmacniacza operacyjnego z zasilaniem ±12V.

Układ zasilany jest z dodatkowego małego transformatora sieciowego o napięciu wtórnym 2 x 12 V. Ponieważ układ posiada zaledwie kilka elementów, zmontowany został na kawałku płytki uniwersalnej.

Parametry

Jeżeli nie zaznaczono inaczej, pomiary przeprowadzono z obciążeniem rezystancyjnym 8 W bez ekranowania transformatorów.

  • Układ: Williamson; Aikido front end; ultralinear push-pull; klasa AB1
  • Nominalna moc wyjściowa: 2 x 25W  (f=1kHz sinus; THD=0.21%)
  • Maksymalna moc wyjściowa: 2 x 32W  (f=1kHz sinus; THD=1%)
  • Pasmo mocy:
    • 7Hz÷78kHz  (P=0.2W sinus; ±3 dB; 0dB dla f=1kHz)
    • 7Hz÷75kHz  (P=1W sinus; ±3 dB; 0dB dla f=1kHz)
    • 10Hz÷68kHz  (P=5W sinus; ±3 dB; 0dB dla f=1kHz)
    • 17Hz÷60kHz  (P=25W sinus; ±3 dB; 0dB dla f=1kHz)
  • Nierównomierność charakterystyki przenoszenia: ±0.1 dB  (f=20Hz÷20kHz; P=1W)
  • THD dla f=1 kHz
    • 0.03%  (P=0.2W sinus; f=1kHz)
    • 0.03%  (P=1W sinus; f=1kHz)
    • 0.08%  (P=5W sinus; f=1kHz)
    • 0.21%  (P=25W sinus; f=1kHz)
  • THD dla f=20Hz÷10kHz
    • <0.05%  (P=0.2W sinus; f=20Hz÷10kHz)
    • <0.1%  (P=1W sinus; f=20Hz÷10kHz)
    • <0.2%  (P=5W sinus; f=20Hz÷10kHz)
    • <0.6%  (P=25W sinus; f=20Hz÷10kHz)
  • Poziom szumu i przydźwięku sieciowego na wyjściu
    • <0.2mV  (97dB poniżej poziomu nominalnego; bez ekranowania transformatorów; odczep 8W)
    • <0.1mV  (103dB poniżej poziomu nominalnego; z ekranowaniem transformatorów; odczep 8W)
  • Impedancja wejściowa: 47kW  (f=20Hz÷20kHz)
  • Nominalna impedancja obciążenia: 4W lub 8 W
  • Czułość wejść: 0.95Vrms sinus (P=25W)
  • Wzmocnienie napięciowe: 14.83 (odczep 8W)
  • Współczynnik tłumienia: 3.3 (oszacowany)
  • Globalne sprzężenie zwrotne: 15.9dB

 
Pasmo mocy mierzone dla 4 różnych poziomów. Gwiazdka na wykresie oznacza punkt, w którym gwałtownie wzrasta poziom zniekształceń wynikający z nasycenia transformatora wyjściowego.

 
Nierównomierność charakterystyki przenoszenia w paśmie akustycznym. 0dB odpowiada mocy 1W na obciążeniu rezystancyjnym 8W.


Charakterystyka fazowa wejście-wyjście (P=1W).

Rozkład harmonicznych na wyjściu wzmacniacza dla sygnału sinusoidalnego f=1kHz, P=1W. Współczynnik zawartości harmonicznych THD=0.025%. 

Współczynnik zawartości harmonicznych w funkcji mocy wyjściowej (f=1kHz).

Współczynnik zawartości harmonicznych w funkcji częstotliwości (P=0.2W).

Współczynnik zawartości harmonicznych w funkcji częstotliwości (P=1W).
Współczynnik zawartości harmonicznych w funkcji częstotliwości (P=5W).
Współczynnik zawartości harmonicznych w funkcji częstotliwości (P=25W).

Widmo zniekształceń intermodulacyjnych (f1=17kHz, f2=18 kHz).

 

Widmo zniekształceń intermodulacyjnych (f1=1kHz, f2=1.1kHz).

 

Widmo sygnału na wyjściu wzmacniacza przy wysterowaniu przebiegiem sinusoidalnym (f=1kHz, P=1W).

 

Widmo szumu i zakłóceń na wyjściu nie wysterowanego wzmacniacza (pomiar nieważony).

 

Widmo szumu i zakłóceń na wyjściu nie wysterowanego wzmacniacza (pomiar ważony - ANSI A).

Efekt niewielkiego przesterowania wzmacniacza przy wysterowaniu przebiegiem sinusoidalnym o częstotliwości 20Hz i dużej amplitudzie oraz przebiegiem o częstotliwości 1kHz i małej amplitudzie. Wzmacniacz nie wykazuje oznak zatykania. Poziom wejściowy wynosi 113% maksymalnej wartości nie powodującej przesterowania wzmacniacza.

Efekt silnego przesterowania wzmacniacza przy przebiegu wejściowym jak na zdjęciu powyżej. Wzmacniacz wykazuje oznaki zatykania na czas nie dłuższy od połowy okresu przebiegu. Poziom wejściowy wynosi 145% maksymalnej wartości nie powodującej przesterowania wzmacniacza.

Linki i galeria

Główne zasoby wykorzystane w czasie projektowania wzmacniacza:

Sprzęt i oprogramowanie użyte w czasie wykonywania pomiarów:

  • multimetr cyfrowy
  • oscyloskop 2-kanałowy 50 MHz
  • generator przebiegu sinusoidalnego i prostokątnego 1 Hz - 200 kHz
  • Yoshimasa Electronic Inc. - DSSF3 Realtime Analyzer
  • Audua - Speaker Workshop
  • Sintrillium - Cool Edit Pro (obecnie: Adobe Systems Incorporated - Adobe Audition)

 

   

   

   

 

[część 1]

Marcin Sławicz, slawicz@echostar.pl, strona www: ms audio diy

[Dział DIY]

© 2005 FonAr Sp. z o.o.