|
Fotografie i opis - Marcin Sławicz, slawicz@echostar.pl,
strona www: ms
audio diy
Montaż
wzmacniacza
Dla celów montażu zbudowałem z elementów
drewnianych specjalne łoże, na którym pewnie spoczywa
chassis, i które później umożliwi mi uruchamianie
wzmacniacza w pozycji "do góry nogami".
W pierwszej kolejności zamontowałem we
wnętrzu obudowy stalowy kątownik dla dodatkowego usztywnienia
konstrukcji. W jego sąsiedztwie bowiem obudowa musi udźwignąć
około 8kg ciężaru, na jaki składają się dwa dławiki i
trzy transformatory toroidalne.
Następnie zamontowałem wszystkie
elementy zewnętrzne (podstawki lamp, gniazda i przełączniki)
oraz dławiki filtrów zasilania. Na powyższym zdjęciu widać
także większość łączówek lutowniczych umożliwiających
wygodny montaż przestrzenny elementów elektronicznych. Łączówki
wraz z tulejkami dystansowymi zostały przyklejone do obudowy
klejem epoksydowym.
 |
Po uruchomieniu zasilacza przyszła
pora na montaż stopnia mocy. Do zamontowania było
niewiele elementów, za to niektóre z nich posiadają
spore gabaryty, jak kondensatory blokujące 0,47µF, pięciowatowe
rezystory obwodów katody i potencjometr drutowy 100Ω
(w górnej części fotografii). |
 |
Uruchomienie stopnia mocy przebiegło
bez żadnych problemów. Po kilkunastu sekundach od włączenia
zasilania napięcie anodowe powoli narasta (lampy mocy są
już wtedy rozgrzane i obciążają zasilacz) i
stabilizuje się po około 40 sekundach. Ze względu na
niepełne obciążenie zasilacza (brak pierwszych stopni
wzmacniacza) napięcie anodowe jest nieco zbyt wysokie
(docelowo ma wynosić około 430V).
Wartość rezystora R56 dobiera się
dla uzyskania odpowiedniego prądu spoczynkowego lamp
mocy. Odpowiednie okazały się dwa połączone równolegle
rezystory 470Ω
(prąd katody każdej lampy około 57mA).
Potencjometr drutowy R5 pozwala
skutecznie wyrównać prąd spoczynkowy obu lamp mocy (równy
potencjał katod obu lamp).
|
 |
Po dołączeniu głośnika dało się
usłyszeć niewielki przydźwięk sieciowy. Pomiar sygnału
na wyjściu wzmacniacza dał wartość 0,8mVrms przy
częstotliwości podstawowej 100Hz. Na zdjęciu
zamieszczonym po prawej widoczny jest przebieg na wyjściu
transformatora.
Dalsze testy potwierdziły, że
przyczyna przydźwięku nie leży w układzie elementów
wzmacniacza. Zmiana konfiguracji obwodów żarzenia (w
tym różne sposoby symetryzacji obwodu) oraz zmiana
sposobu prowadzenia mas nie wpływały na poziom zakłóceń
na wyjściu.
|
 |
Po wymontowaniu lamp mocy i
uruchomieniu wzmacniacza ze sztucznym obciążeniem
okazało się, że sygnał na wyjściu nadal się
indukuje (wartość skuteczna zmalała do 0,5mV). To
jednoznacznie wskazuje na sprzężenie magnetyczne pomiędzy
transformatorami wyjściowymi i transformatorem
sieciowym. Umieszczenie zwykłej przegrody z blachy
stalowej między transformatorami wyraźnie obniżało
przydźwięk sieciowy. Również zmiana wzajemnego położenia
transformatorów znacznie zmniejszała przydźwięk,
jednak docelowo wolałbym uniknąć tej metody
eliminacji zakłóceń.
Rozwiązaniem problemu będzie
zastosowanie ekranowania magnetycznego transformatorów
(prawdopodobne obniżenie przydźwięku o około 10dB)
i zastosowanie globalnego ujemnego sprzężenia
zwrotnego (obniżenie przydźwięku o kilkanaście dB).
Wówczas poziom przydźwięku nie powinien być
problemem nawet przy stosowaniu zespołów głośnikowych
o dużej efektywności.
|
 |
W trzecim etapie został zmontowany
stopień sterujący. Na zdjęciu widać zaledwie kilka
rezystorów i kondensatorów tworzących ten stopień.
Po lewej stronie widać także filtr zasilania tego
stopnia (rezystor 4,7kΩ i kondensator 56µF).
Uruchomienie stopnia nie przyniosło
żadnych niespodzianek.
|
 |
Jak widać na załączonym
rysunku napięcie zasilania stopnia jest na razie nieco
większe od nominalnego (350...360V) z powodu braku
obciążenia filtru RC stopniem napięciowym (jeszcze
nie zmontowanym). Stąd też prąd spoczynkowy stopnia
sterującego jest nieco większy, niż zakładany, co
jednak nie wpływa na prawidłowe działanie układu.
Prąd
spoczynkowy i napięcie anodowe obu gałęzi nie są
jednakowe ze względu na rozbieżność parametrów obu
triod. Ponieważ jest to konfiguracja wzmacniacza różnicowego,
nie ma możliwości wyrównania tych prądów bez
naruszania symetrii dla składowej zmiennej.
Działanie
stopnia dla sygnału zmiennego jest prawidłowe (doskonała
symetria). Zmierzone wzmocnienie napięciowe wynosi 17
(nieco więcej, niż wykazały wcześniejsze
oszacowania).
|
 |
W ostatnim etapie został
zmontowany i uruchomiony stopień napięciowy i
rozdzielacz fazy. U góry zdjęcia widać potencjometr
regulacji prądu spoczynkowego pierwszej triody (dla
uzyskania napięcia anodowego wynoszącego dokładnie połowę
wartości napięcia zasilania pierwszego stopnia). |
 |
Na rysunku zostały
zaznaczone napięcia i prądy w poszczególnych
miejscach układu. Elementy kompensujące charakterystykę
amplitudowo-fazową (C3 i R13) zostaną dobrane dopiero
po zamknięciu pętli ujemnego sprzężenia zwrotnego.
Działanie układu
dla składowej zmiennej jest prawidłowe. Zmierzone
wzmocnienie napięciowe pierwszego stopnia wynosi 9,78,
a rozdzielacza fazy 0,87 (w każdej gałęzi). Ze względu
na bardzo dobre filtrowanie napięcia zasilania (tętnienia
sieci niemierzalne) trudno jest zaobserwować i zmierzyć
pożądane działanie wzmacniacza Aikido (zasady działania
zamieszczona na stronie "Stopień
wejściowy"). Być może obwód zostanie później
uproszczony do postaci występującej w tradycyjnym układzie
Williamsona (potrzebne będą testy porównawcze).
|
Cały układ badany w
otwartej pętli generuje na wyjściu niewielki szum i przydźwięk
sieciowy na poziomie 1,25Vrms (słyszalny w głośniku z odległości
około 30cm). Oba rodzaje zakłóceń zostaną zmniejszone
przez zastosowanie globalnego sprzężenia zwrotnego. Warto
zauważyć, że przydźwięk sieciowy pozostał na poziomie
mierzonym zaraz po uruchomieniu stopnia mocy. Wskazuje to na
brak dodatkowych źródeł przydźwięku w stopniu wejściowym i
sterującym.
Na poniższym rysunku
zaznaczone zostały wartości napięcia sygnału testowego w różnych
miejscach układu (kolor zielony), wartości wzmocnienia
poszczególnych stopni (kolor niebieski) i wartości napięć
zasilających poszczególne stopnie (kolor czerwony).
Wzmocnienie wzmacniacza w otwartej pętli wynosi 92,5.
 Uruchomienie
układu
Często przyjmuje się, że dla układów
ultraliniowych wystarczające jest objęcie wzmacniacza pętlą
globalnego sprzężenia zwrotnego o głębokości kilkunastu dB.
Warto pamiętać, że realizowany układ posiada szereg
lokalnych sprzężeń zwrotnych (w stopniu wejściowym,
rozdzielaczu fazy i w obwodzie siatki ekranującej stopnia
mocy), dających redukcję zniekształceń sygnału nawet bez
stosowania globalnego sprzężenia zwrotnego. Sprzężenie
globalne potrzebne jest jednak choćby dla obniżenia impedancji
wyjściowej wzmacniacza.
 |
Na tym etapie założyłem
globalne sprzężenie zwrotne o głębokości 16dB, co
przy wzmocnieniu w otwartej pętli równym 92,5 zapewni
pełne wysterowanie wzmacniacza po podaniu sygnału wejściowego
o amplitudzie około 1,35V. Przy rezystancji w obwodzie
katody pierwszego stopnia wynoszącej około 600Ω,
potrzebny będzie rezystor sprzężenia zwrotnego o
wartości 10kΩ.
Dołączone zostały również elementy kompensacji częstotliwościowej,
których docelowe wartości zostaną dobrane w późniejszym
etapie uruchamiania wzmacniacza. |
 |
Po podłączeniu pętli sprzężenia
zwrotnego nie stwierdziłem oscylacji w paśmie
akustycznym lub ponadakustycznym. Szum i przydźwięk
sieci zmalały do ledwo słyszalnego poziomu, którego
jednak nie dało się zmierzyć. Okazało się, że
wzmacniacz jest niestabilny poniżej pasma akustycznego.
Poziom na wyjściu falował nieregularnie w zakresie około
200mV z częstotliwością szczytów 1÷2Hz.
Falowanie to nie wykazywało wpływu na zdolność
przenoszenia sygnału akustycznego, i zarazem
wysterowanie wzmacniacza sygnałem nie wpływało na
zmianę amplitudy lub częstotliwości falowania. Przed
dalszymi pomiarami należało zlikwidować przyczynę
tej niestabilności. |
|
Dolna częstotliwość
graniczna transformatora zmierzona w układzie przy mocy wyjściowej
1W wynosi około 5Hz (w czasie testów poniżej częstotliwości
6Hz przebieg wyjściowy miał już widoczne zniekształcenia
wynikające z nasycenia rdzenia transformatora). Jest to biegun
dominujący układu. Kolejne trzy bieguny układu pochodzą od
elementów RC sprzęgających stopnie wzmacniacza i leżą w
okolicy 1,5Hz. W okolicy 1Hz różnica fazy między wyjściem
i wejściem wzmacniacza osiąga 180 stopni przy ciągle dużym
wzmocnieniu w otwartej pętli. To powoduje nieregularne
oscylacje układu w okolicy częstotliwości 1Hz.
Rozwiązaniem
problemu będzie wzajemne rozsunięcie biegunów i zmniejszenie
wzmocnienia w otwartej pętli dla częstotliwości mniejszych od
16Hz. Wykonałem następujące modyfikacje układu: |
 |
1. Zmiana wartości
elementów sprzęgających stopień sterujący i mocy (R42=R43=220kΩ,
C17=C18=0,047 mF).
Ustala to nowy biegun dominujący dla częstotliwości
16Hz. |
 |
2. Dołożenie do układu
wejściowego kondensatora o wartości 10mF.
Pozwala to na sprawne działanie układu Aikido dla częstotliwości
mniejszych od 1Hz (częstotliwość graniczna 0,016Hz)
i czyni biegun tego stopnia nieistotnym. |
 |
3. Zmiana
kondensatora C25 w filtrze zasilania pierwszego stopnia
z 22mF
na 100mF.
Redukuje to wolnozmienne pływanie zasilania w okolicy 1Hz (nowa częstotliwość graniczna filtru 0,16Hz). |
|
Zasadnicze
znaczenie dla zapewnienia stabilności układu ma zmiana nr 1.
Zmniejszenie stałej czasowej elementów RC sprzęgających
stopień wyjściowy ma również inne pożądane działanie –
szybsze wychodzenie wzmacniacza ze stanu przesterowania (gdy
napięcie na siatce sterującej chwilami przekracza potencjał
katody i kondensator C17, naładowany chwilowym prądem siatki,
musi się następnie rozładować przez rezystor R42).
W wielu
seryjnych wzmacniaczach lampowych częstotliwość graniczna
ostatniego członu RC ustawiana była dość wysoko: 7Hz (Altec
Lensing, Audio Innovations, Heathkit, Jolida) lub 16Hz (Eico,
Grommes). Zapewniało to wystarczającą stabilność w zakresie
niskich częstotliwości dla
układów z dwoma lub większą liczbą pojemnościowych stopni
sprzęgających. Z kolei wiele publikowanych w Internecie układów
Williamsona (w tym znany schemat z Elektroniki Praktycznej) na
pewno nie zapewnia wystarczającej stabilności poniżej pasma
akustycznego (przynajmniej jeśli zastosowany transformator wyjściowy
ma cokolwiek gorsze parametry od stosowanego pierwowzoru firmy
Partridge).
Na powyższym
rysunku przedstawiona jest charakterystyka amplitudowa i fazowa
wzmacniacza Concertino w otwartej pętli (dla częstotliwości
< 30Hz). Przy zastosowaniu globalnego sprzężenia zwrotnego
o głębokości 16dB otrzymałem około 45°
marginesu fazy i 8dB marginesu wzmocnienia.
Po
ustabilizowaniu układu wreszcie mogłem zmierzyć poziom zakłóceń
na wyjściu wzmacniacza. Miernik pokazał około 0,2mVrms. Po
wykonaniu prowizorycznego ekranowania transformatora głośnikowego
poziom zakłóceń spadał do wartości 0,1mV. Przydźwięk
sieciowy praktycznie był niesłyszalny nawet z uchem przyłożonym
bezpośrednio do głośnika
|
 |
Nastąpił właściwy
moment dla rozstrzygnięcia, czy układ wejściowy
Aikido ma praktyczną przewagę na typowym stopniem wejściowym
Williamsona. Dla zmniejszenia błędów pomiary wykonywałem
jednocześnie (w jednym kanale obwód Aikido, w drugim
Williamsona, zamieniając kanały w czasie trwania testów). |
 |
We
wszystkich testach układ Aikido wykazał swoją wyższość
dając wynik pomiaru z zakresu 0,15÷0,22mV, podczas
gdy układ Williamsona z zakresu 0,24÷0,50mV (wynik
był zawsze o 2÷8dB gorszy od uzyskiwanego w sąsiednim
kanale).
Przy
zastosowaniu prowizorycznego ekranowania transformatora
wartość zakłóceń spadała do około 0,115mV dla układu
Aikido i 0,175mV dla układu Williamsona. Różnice te
jednoznacznie rozstrzygają o sensowności stosowania układu
Aikido.
|
|
Wzmacniacz
w układzie Williamsona zapewne wymagał będzie również
odpowiedniej kompensacji w zakresie wysokich częstotliwości.
Częstotliwość graniczną stosowanego przeze mnie
transformatora głośnikowego szacuję na około 70kHz. Stanowi
to najniższy biegun umiejscowiony powyżej pasma akustycznego.
Kolejne bieguny pochodzą od „górnej” połówki stopnia
sterującego (110kHz), stopnia wejściowego (800kHz), stopnia
mocy (1,5MHz) i „dolnej” połówki stopnia sterującego (2MHz). Przy odpowiedniej kompensacji trzy ostatnie nie powinny
mieć znaczenia dla stabilności układu.
Bez
elementów kompensujących można spodziewać się wzmocnienia pętli
A*b
równego 1 gdzieś w okolicy częstotliwości 200kHz i przy
przesunięciu fazowym około 150°.
Powinno to zapewnić stabilność wzmacniacza z dołączonym
obciążeniem rezystorowym i być może także bez dołączonego
obciążenia (wtedy rolę obciążenia dla wysokich częstotliwości
pełni dołączony do wyjścia układ Zobela).
Testy
wykazały faktyczną stabilność wzmacniacza z obciążeniem
rezystorowym i względną stabilność bez dołączonego obciążenia
(wzmacniacz oscylował przy wysterowaniu sygnałem)
|
 |
Jednak docelowe obciążenie
(zespół głośnikowy ze zwrotnicą elektryczną na wejściu)
będzie wymagało znacznie większego marginesu stabilności.
Dołączenie głośnika do wyjścia wzmacniacza
spowodowało powstanie oscylacji o częstotliwości
niespełna 200kHz. Równie niepokojący efekt powstał
po dołączeniu obciążenia w postaci kondensatora 0,22mF
– czternastomilisekundowe paczki oscylacji o częstotliwości
185kHz z dziewięciomilisekundową przerwą między
paczkami. Wzmacniacz niewątpliwie wymaga zastosowania
kompensacji częstotliwości dla uzyskania stabilności
niezależnie od rodzaju dołączonego obciążenia. |
 |
Elementy
R13 i C3 wprowadzają kompensację opóźniającą w
zakresie ponadakustycznym. Z wartościami pokazanymi na
rysunku obwód tworzy nowy biegun dominujący dla f=23kHz i zero dla f=110kHz. Kolejny biegun leży w punkcie
f=70kHz, dla którego wzmocnienie w otwartej pętli
spada do około 20 (26dB), a przesunięcie fazowe
wynosi około 120°.
Trzeci biegun, przypadający dla f=110kHz, jest
niwelowany przez zero pochodzące od układu
kompensacji. W ten sposób spadek charakterystyki
zachowuje stromość 12 dB/okt aż do czwartego bieguna,
leżącego w okolicy f=800kHz.
Nieco
powyżej częstotliwości drugiego bieguna (około 90kHz) leży punkt, dla którego wzmocnienie pętli A*b=1.
Przesunięcie fazowe w tym punkcie osiąga wartość około
130°.
Margines fazy o wartości 50°
powinien zapewnić bezwarunkową stabilność
wzmacniacza.
|
 |
Pokazana na rysunku
obok kompensacja przyspieszająca wpływa na funkcję
transmitancji b
obwodu sprzężenia zwrotnego. Wartość C7=56pF
wprowadza do funkcji biegun w f=130kHz i zero w f=11MHz. Kompensacja ta nie jest niezbędna, gdyż
wystarczającą stabilność układu zapewniła już
kompensacja opóźniająca. Jest jednak wskazana ze względu
na „przyspieszenie” działania pętli sprzężenia
zwrotnego dla wyższych częstotliwości i ograniczenie
przerzutów i oscylacji w odtwarzanych impulsach. Zbyt
duża wartość kondensatora może jednak zdestabilizować
wzmacniacz |
W
praktyce, ponieważ zjawiska zachodzące w układzie są nieco
bardziej złożone, wartości elementów kompensacji wzmacniacza
powinny być zweryfikowane doświadczalnie dla uzyskania
wymaganej stabilności układu. Zastosowałem metodę
wielokrotnie opisywaną przez Patricka
Turnera na grupie dyskusyjnej rec.audio.tubes.
W
pierwszym kroku, przy założonej wartości kondensatora C7 w
obwodzie sprzężenia zwrotnego (obecna wartość 47pF), należy
dobrać pojemność C3 obwodu kompensacji opóźniającej. Przy
obciążeniu wzmacniacza wyłącznie pojemnością z zakresu 10nF÷4,7mF
uzyskuje się w charakterystyce przenoszenia szczyt o częstotliwości
zależnej od dołączonego obciążenia. Pojemność C3 musi być
na tyle duża, aby szczyt ten nigdy nie przekroczył +6dB w
stosunku do poziomu nominalnego (mierzonego dla 1kHz), oraz aby
w zakresie akustycznym (f<20kHz) charakterystyka
przenoszenia nie odbiegała o więcej niż 1,5dB od nominalnej.
Warunki te spełnił kondensator C3 o pojemności 680pF
(maksymalny zmierzony szczyt równy +4,77dB przy f=71kHz i dołączonym
do wyjścia kondensatorze 1mF).
Zastosowanie wartości C3=680 pF powoduje ograniczenie pasma
wzmacniacza w otwartej pętli do f=17kHz (wartość zmierzona).
Większa pojemność przyczyni się co prawda do jeszcze lepszej
stabilności układu, ale zmniejszy działanie sprzężenia
zwrotnego tam, gdzie jeszcze jest potrzebne (poniżej 10kHz).
W drugim
kroku dobiera się wartość rezystancji R13 obwodu kompensacji
opóźniającej. Należy znaleźć maksymalną wartość
rezystancji, przy której wzmacniacz nie oscyluje bez względu
na dołączone obciążenie (nominalne rezystancyjne, pojemnościowe,
indukcyjne, brak obciążenia). Testy należy przeprowadzić
przy braku sygnału oraz wysterowując wzmacniacz sygnałem
prostokątnym o różnej amplitudzie. W moim przypadku
maksymalna wartość R13 to 4kW.
Szukając
wartości maksymalnej sprawdza się jednocześnie, dla jakiej
wartości R13 następuje optymalny kształt przenoszonego
przebiegu (minimalny przerzut impulsu, minimalne oscylacje,
maksymalne nachylenie zbocza). Ostatecznie postanowiłem
zastosować wartość R13=3kW.
 |
 |
| Obciążenie
8W;
f=4800Hz; 1V/dz; 50us/dz |
Obciążenie
1mF;
f=4800Hz; 1V/dz; 50us/dz |
W ostatnim
kroku sprawdza się, dla jakiej wartości kondensatora kompensującego
C7 otrzymuje się dobre wytłumienie oscylacji na obwiedni
impulsów prostokątnych (tzw. podzwaniania). Należy tu zachować
ostrożność, gdyż nadmierne zwiększenie tej pojemności może
przyczynić się do utraty stabilności wzmacniacza w określonych
warunkach pracy. Jeśli wyspecyfikowana wartość C7 jest znacząco
różna od wcześnie założonej, należy jeszcze raz
zweryfikować dopuszczalną wartość rezystora R13.
Wszystko
to łatwiej opisać, niż wykonać. Cała procedura jest pracochłonna,
ale prowadzi do uzyskania dobrego marginesu stabilności
wzmacniacza. Otrzymujemy bezwarunkowo stabilny wzmacniacz, który:
-
nie
oscyluje bez podłączonego obciążenia,
-
nie
oscyluje z obciążeniem w postaci cewki o dowolnej wartości,
-
nie
oscyluje z obciążeniem w postaci kondensatora o dowolnej
wartości z zakresu 0,01÷10mF,
-
nie
oscyluje z dowolnym z powyższych obciążeń, wysterowany
sygnałem prostokątnym,
-
wysterowany
sygnałem sinusoidalnym o częstotliwości kilku Hz i
amplitudzie wystarczającej do nasycenia transformatora wyjściowego
nie wzbudza paczek oscylacji w chwilach nasycania rdzenia
transformatora.
Dobrym
testem jest znalezienie maksymalnej wartości sprzężenia
zwrotnego, przy której wzmacniacz zachowuje jeszcze stabilność.
W moim przypadku rezystor sprzężenia zwrotnego może być
zmniejszony aż do wartości 1,6kW
bez śladów oscylacji na wyjściu wzmacniacza. Daje to pętlę
sprzężenia zwrotnego o głębokości 28,3dB. Można więc
przyjąć, że wzmacniacz z obciążeniem rezystorowym posiada
wystarczający margines wzmocnienia o wartości 12,4dB.
| Kliknięcie na obrazku po prawej
otworzy ostateczny schemat wzmacniacza Concertino uwzględniający
wszystkie opisane powyżej poprawki. |
|
Bufor
przedwzmacniacza
Bufor przedwzmacniacza pełni dodatkową
rolę, nie związaną z właściwym układem wzmacniacza
lampowego, i dlatego nie został zamieszczony na głównym
schemacie. Zadaniem bufora jest separacja regulowanego wyjścia
sygnału przeznaczonego dla zewnętrznego subwoofera od obwodu
wejściowego pierwszej lampy wzmacniacza. Jest to jedyny
fragment układu zawierający elementy półprzewodnikowe (i choć
nie widzę nic złego w ich stosowaniu, zasadniczy układ
wzmacniacza pozostaje od nich wolny, by maksymalnie przypominał
obwody stosowane pół wieku temu).
Sygnał ze
ślizgacza potencjometru głośności podawany jest na wejście
wzmacniacza nieodwracającego, co ze względu na wysoką
rezystancję wejścia w takiej konfiguracji (rzędu 1e12W)
gwarantuje brak wpływu bufora na sygnał wejściowy wzmacniacza
lampowego. Wzmocnienie bufora wynosi około 16dB. Przy sygnale
wejściowym o amplitudzie 1,6V (maksymalny sygnał nie powodujący
przesterowania wzmacniacza lampowego) otrzymujemy na wyjściu
bufora sygnał o amplitudzie 10,3 V, a więc mieszczący się w
zakresie pracy wzmacniacza operacyjnego z zasilaniem ±12V.
Układ
zasilany jest z dodatkowego małego transformatora sieciowego o
napięciu wtórnym 2 x 12 V. Ponieważ układ posiada zaledwie
kilka elementów, zmontowany został na kawałku płytki
uniwersalnej.
Parametry
Jeżeli nie zaznaczono
inaczej, pomiary przeprowadzono z obciążeniem rezystancyjnym 8
W
bez ekranowania transformatorów.
- Układ:
Williamson; Aikido front end; ultralinear push-pull; klasa
AB1
- Nominalna
moc wyjściowa: 2 x 25W (f=1kHz sinus; THD=0.21%)
- Maksymalna
moc wyjściowa: 2 x 32W (f=1kHz sinus; THD=1%)
- Pasmo mocy:
- 7Hz÷78kHz (P=0.2W sinus; ±3 dB; 0dB dla f=1kHz)
- 7Hz÷75kHz (P=1W sinus; ±3 dB; 0dB dla f=1kHz)
- 10Hz÷68kHz (P=5W sinus; ±3 dB; 0dB dla f=1kHz)
- 17Hz÷60kHz (P=25W sinus; ±3 dB; 0dB dla f=1kHz)
- Nierównomierność
charakterystyki przenoszenia: ±0.1 dB (f=20Hz÷20kHz; P=1W)
- THD dla f=1
kHz
- 0.03%
(P=0.2W sinus; f=1kHz)
- 0.03%
(P=1W sinus; f=1kHz)
- 0.08%
(P=5W sinus; f=1kHz)
- 0.21%
(P=25W sinus; f=1kHz)
- THD dla
f=20Hz÷10kHz
- <0.05% (P=0.2W sinus; f=20Hz÷10kHz)
- <0.1% (P=1W sinus; f=20Hz÷10kHz)
- <0.2% (P=5W sinus; f=20Hz÷10kHz)
- <0.6% (P=25W sinus; f=20Hz÷10kHz)
- Poziom
szumu i przydźwięku sieciowego na wyjściu
- <0.2mV (97dB poniżej poziomu nominalnego; bez
ekranowania transformatorów; odczep 8W)
- <0.1mV (103dB poniżej poziomu nominalnego; z
ekranowaniem transformatorów; odczep 8W)
- Impedancja
wejściowa: 47kW
(f=20Hz÷20kHz)
- Nominalna
impedancja obciążenia: 4W
lub
8 W
- Czułość
wejść: 0.95Vrms sinus (P=25W)
- Wzmocnienie
napięciowe: 14.83 (odczep 8W)
- Współczynnik
tłumienia: 3.3 (oszacowany)
- Globalne
sprzężenie zwrotne: 15.9dB
Pasmo mocy mierzone dla 4 różnych
poziomów. Gwiazdka na wykresie oznacza punkt, w którym gwałtownie
wzrasta poziom zniekształceń wynikający z nasycenia
transformatora wyjściowego.
Nierównomierność
charakterystyki przenoszenia w paśmie akustycznym. 0dB
odpowiada mocy 1W na obciążeniu rezystancyjnym 8W.
Charakterystyka
fazowa wejście-wyjście (P=1W).
Widmo zniekształceń
intermodulacyjnych (f1=17kHz, f2=18 kHz).
Widmo zniekształceń
intermodulacyjnych (f1=1kHz, f2=1.1kHz).
Widmo sygnału na wyjściu
wzmacniacza przy wysterowaniu przebiegiem sinusoidalnym (f=1kHz,
P=1W).
Widmo szumu i zakłóceń
na wyjściu nie wysterowanego wzmacniacza (pomiar nieważony).
Widmo szumu i zakłóceń
na wyjściu nie wysterowanego wzmacniacza (pomiar ważony - ANSI
A).
 |
Efekt niewielkiego przesterowania
wzmacniacza przy wysterowaniu przebiegiem sinusoidalnym
o częstotliwości 20Hz i dużej amplitudzie oraz
przebiegiem o częstotliwości 1kHz i małej
amplitudzie. Wzmacniacz nie wykazuje oznak zatykania.
Poziom wejściowy wynosi 113% maksymalnej wartości nie
powodującej przesterowania wzmacniacza. |
 |
Efekt silnego przesterowania
wzmacniacza przy przebiegu wejściowym jak na zdjęciu
powyżej. Wzmacniacz wykazuje oznaki zatykania na czas
nie dłuższy od połowy okresu przebiegu. Poziom wejściowy
wynosi 145% maksymalnej wartości nie powodującej
przesterowania wzmacniacza. |
Linki i
galeria
Główne zasoby wykorzystane w czasie
projektowania wzmacniacza:
Sprzęt i oprogramowanie użyte w czasie
wykonywania pomiarów:
- multimetr cyfrowy
- oscyloskop 2-kanałowy 50 MHz
- generator przebiegu sinusoidalnego i
prostokątnego 1 Hz - 200 kHz
- Yoshimasa Electronic Inc. - DSSF3
Realtime Analyzer
- Audua - Speaker
Workshop
- Sintrillium - Cool Edit Pro (obecnie:
Adobe Systems Incorporated - Adobe
Audition)
[część
1]
Marcin Sławicz, slawicz@echostar.pl,
strona www: ms
audio diy
|
